有源钳位反激变换器（ACF）具有效率高、电压应力小、输入范围宽、EMI 噪声小等优点，适合高频工作，因此在基于氮化镓的高功率密度快充电源中得到大量应用。ACF 为什么具有这些优越性能呢？

传统反激变换器由于硬开关问题造成系统的损耗大、效率不高。准谐振反激虽然能在一定程度上实现软开关，但是并不能实现全输入和全负载范围内的 ZVS，因此效率提升有限。注意这两种反激变换器工作时，变压器漏感储存的能量都通过 RCD 缓冲电路中的电阻损耗，这会进一步降低变换器效率。但在有源钳位反激变换器中，漏感储存的能量能传输到负载，同时实现了开关管的零电压开通（ZVS-ON）,因此大大提高了变换器的工作效率。下面分析 ACF 的工作原理。

图 2 是高端钳位 ACF 的电路原理图。ACF 变换器是从传统反激变换器衍生出来的一种拓扑结构，通过一个钳位电容和一个钳位功率管，变压器漏感中的能量可以被钳位电容 C_clamp 吸收，该部分能量可以用于实现主功率管 S₁ 的 ZVS-ON，或传输到负载。

为了更好的实现主开关 S₁ 的 ZVS-ON，实现高频化工作，电路一般工作在临界导通模式（CrCM）。图 3 是工作在临界导通模式时 ACF 电路的电量波形图。

从图 3 所示波形图可以看到，t_a0 时刻开始，S₁ 导通后给漏感和励磁电感充电，这和传统反激变换器相同。

t_a1 时刻主开关 S₁ 关断后，二极管 S_D 并不会立即导通。在 S_D 导通前，漏感和励磁电感储存的能量会促使辅助开关 S₂ 的反并联二极管导通，因为励磁电感存储的能量较大，因此 S₂ 可以较容易的实现 ZVS-ON。

在 t_a3 时刻 S₂ 导通。之后钳位电容电压将进一步增大。当钳位电容电压 V_clamp 继续上升到使变压器原边绕组两端电压大于 nVo 时，二极管 S_D 导通， 能量可以从原边传输到副边。同时，励磁电感 L_m 被输出电压钳位，不再参与原有的谐振过程。漏感 L_r 和钳位电容谐振。谐振电流由正逐渐减小，电流到零时，漏感 L_r 中的储存的能量转移到钳位电容中。

之后继续谐振，钳位电容的能量又向漏感 L_r 传输。需要注意的是，能量在向 L_r 传输的同时，一部分能量通过变压器传递到输出负载，得到有效利用。这个过程中，漏感电流小于零，且反向增大。考察这个阶段二极管 S_D 的电流，一部分是励磁电流，一部分是和漏感电流做磁势平衡的电流，即使随励磁电感向负载放电，励磁电流小于零，只要这两部分电流的和大于零，S_D 就会持续导通。直到 t_a5 时刻，这两部分电流的和等于零，二极管 S_D 才会关断。

在 t_a5 时刻之后，又变为钳位电容和励磁电感、漏感一起谐振。钳位电容中的能量向漏感和励磁电感转移。因此变压器一次侧电流反向增大。

在 t_a6 时刻，关断辅助开关 S₂。储存在漏感和励磁电感中的能量会给 S₁ 的并联电容 C_OSS1 放电，给 S₂ 的并联电容充电。漏感和励磁电感一起储存的能量较大，因此 C_OSS1 放电过程会持续，使得 S₁ 的漏源电压到零，t_a7 时刻，S₁ 反并联二极管导通。注意这个过程中，漏感和励磁电感储存的能量有一部分回馈到输入直流侧，并没有被损耗。

t_a7 时刻后，就可以开通主开关 S₁，由于开通前，其反并联二极管已导通，因此是零电压开通，实现了软开关。

从上面分析可以看出，有源钳位反激变换器中漏感的能量得到了有效利用，同时主开关和辅助开关都实现了软开关。因此电路效率大幅提升，同时 EMI 噪声也较小，由于钳位电容的作用，还大幅减小了漏感电压尖峰，使开关管的电压应力更低。为了进一步提高电路效率，输出整流还可以采用同步整流电路。由于有这些性能，变换器的工作频率可以很高，配合氮化镓器件，可以实现高的功率密度。基于这种变换器的 65W 快充，甚至大于 100W 的快充，体积也非常小，被形象的称为饼干快充，外形如图1所示。

反激变换器常需要在很宽的直流输入电压范围内正常工作，研制工作中还需精确测量其变换效率，亿万28科技的精密可编程开关电源如 IPV650-4.5A 适合用作反激变换器的测试、老化。

目前有多款 ACF 控制芯片可供选用，如东科半导体的 DK8610、TI 的 ucc28782 等。